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高壓IGBT在緩沖電路中的短路特性
發布時間:2018-02-03    文章來源:    瀏覽次數:1550

高壓IGBT在緩沖電路中的短路特性

1. 引言
  為了使相同半導體器件(如IGBT/二極管)獲得更高的整流輸出電流,可以采用電流緩沖電路。該緩沖結構主要是給IGBT串聯一個導通電感Ls,Ls值的選取由給定的diC/dt目標值及特定IGBT開通損耗下的柵極電阻RG決定。相比無緩沖電感的硬開關來說,該電路中IGBT開通損耗明顯減小。此外,二極管的反向恢復電流峰值、關斷時電壓過沖也都減小,該緩沖電路已經應用在大功率IGCT整流器中。
  較高的導通電感LS除了減小IGBT開關損耗外,對兩種短路模式(SC1、SC2)也有重要的影響。在SC1模式下開通時,IGBT的集電極-發射極電壓VCE可以減小到接近VCE,sat。因此,米勒電容對VGE的反饋隨著VCE的增加而增大。關斷時的飽和電流對鉗位電容器充電有重要的影響,且直接決定了短路關斷后IGBT的端電壓。因此,必須合理設計緩沖電路的參數及其短路特性,并探討可供選擇的檢測方法。
 
  2. 緩沖電路的搭建
  電流緩沖電路主要是由較高的開通電感(Ls+Lpar)、緩沖二極管(Ds)、鉗位電容(Cs)、及緩沖電阻(Rs)構成?;撼宓綹蠰s要遠遠大于電路中的寄生電感Lpar,Ls不僅對IGBT的正??ㄓ杏跋?,而且對短路瞬時開通也有影響。由于開通電感大,隨著集電極電流的上升,IGBT的電壓迅速減小。因此,IGBT的開通損耗也就減小。柵極電阻值的選擇可在開通損耗和開關速度之間達到最佳折衷。而在IGBT的關斷過程中只有寄生電感Lpar起作用,關斷時的過沖電壓主要由寄生電感Lpar上的電壓和續流二極管(FWD)、緩沖二極管的正向恢復電壓(VFRM)共同決定。
  前面提到了電流緩沖電路已用在IGCT大功率整流器。若在IGBT的開關電路中采用該緩沖電路,必須考慮多方設計,從而使IGBT獲得良好的短路耐量,這將在第三部分重點討論。圖1(a)所示的負載短路,可能是由不同的失效引起的(如反向恢復過程中二極管失效)。

實際的diC/dt緩沖電路  簡化的單芯片SC1/SC2電路 
圖1 不同的緩沖測試電路圖:(a)實際的diC/dt緩沖電路;(b)簡化的單芯片SC1/SC2電路
 
  在大功率工業整流器的應用中是要求器件無爆炸性失效模式的,這由確定的短路器件特性給出,研究采用了壓封IGBT。為降低大壓封IGBT短路燒毀的概率,首先在簡化緩沖電路圖1(b)采用4.5 kV/50A單芯片IGBT進行,柵極和電路參數的設置,是根據實際緩沖應用中的diC/dt設定,這里我們沒有研究圖1(b)中短路關斷后鉗位電容的充電過程。對于單芯片SC2模式,是在單芯片短路IGBT(SIGBT)上并聯了一個負載電感和一個續流二極管,如圖1(b)的虛線所示。
  下面的試驗比較了有緩沖和沒有緩沖結構下SC1、SC2兩種短路模式特性。
 
  3. 短路測試
  3.1 短路模式1
  圖2(a)和圖2(b)比較了短路模式1(SC1)下的特性。短路開通時,當施加一個小的直流電壓,緩沖電感Ls自身會產生一個較大的自感電動勢,減小開通時的電流上升率diC/dt,IGBT集電極-發射極電壓也更低,甚至接近了飽和壓降的水平VCE,sat,如圖4(a)。從圖1(a)中外部回路中可以算出短路時IGBT兩端的電壓:
VCE=VDC ?VLs?VLpar
  就短路開通過程而言,VCE可由下面公式計算得到:
計算公式2 
  在更低的集電極-發射極電壓VCE下,米勒電容變大,在隨后VCE增加(正dVCE/dt)時,可測得更高的負向柵極電流(從芯片柵極流出的電流),對比圖2(a)、圖2(b)中藍色的柵極電流波形可以看出。據此,若外部GE 間電壓的鉗位效果太弱(尤其是使用42個芯片組成的壓焊式IGBT??椋?,那么在緩沖SC1中導致更高的柵極電壓及更高的短路電流峰值?;撼錝C1中更大的負向柵極電流,增強了寄生柵極電感LG的影響,加劇“自關斷”(STO)機制發生的概率。因此,壓焊式封裝IGBT??櫓鋅梢雜靡桓納綹?LG≈30nH)非常小的電纜線來代替柵極同軸線(LG≈130nH)。圖3是單芯片IGBT在最初130nH 的寄生柵電感LG下的測試波形。高過沖電壓的STO機制可以從電壓和電流波形圖中看出來。相比圖2(b)來講,SC1短路特性已經變的相當不穩定。這種條件下,單管已經損壞。所以,圖3所示的動態短路特性必須避免發生。
無緩沖結構  有緩沖結構 
圖2  2.5kV下單芯片SC1(Lpar=9.5μH,LG≈1.2μH):(a)無緩沖結構;(b)有緩沖結構 Ls=55μH
圖3 帶有緩沖電路的SC1, LS=84μH, LG≈5.3μH 
圖3 帶有緩沖電路的SC1, LS=84μH, LG≈5.3μH
  如果采用完整的緩沖電路結構(如圖1(a)),不僅Ls反饋的短路去飽和特性非常重要,短路電流的峰值(ISC,peak)也很重要。如圖4中IGBT短路關斷后,Ls儲存的能量將給鉗位電容充電到某一值。如果ISC,peak電流峰值很高,必須用更大的鉗位電容Cs來保證IGBT兩端的電壓值低于額定阻斷電壓。因此,限制短路電流的峰值并快速檢測非常必要。如果不考慮緩沖電路(RS和Lpar2)的影響,鉗位電容兩端的最大電壓可計算為:
計算公式3 
  其中:Ioff是指關斷時刻toff對應的短路飽和電流,如圖4(a);apnp是雙極晶體管的電流增益,k是溝道的電導率,這兩個參數都與溫度有關系,所以,IC,sat也受溫度的影響,這種影響可以從圖2(a)中看出來。當采用緩沖電路(參見圖1(a))時,電容器的電壓最大值將減小。由Ls中存儲的能量及通過Rs的放電過程,可以近似得到VCs,max,R
計算公式3 
  其中:當0.2Ω< Rs< 10Ω時,k=5.5。
壓焊式IGBT的SC1下緩沖電容充電測試:VDC=770V  壓焊式IGBT的SC1下緩沖電容充電測試:VDC=3kV 
圖4 壓焊式IGBT的SC1下緩沖電容充電測試(Lpar=200nH,Ls=2μH, VGE,ext≈12.5V):(a)VDC=770V;(b)VDC=3kV
  利用圖1(a)的緩沖電路結構對完整的壓焊式封裝器件進行測量,波形如圖4所示。為了?;GBT器件不損壞,減小了外加柵極電壓。兩種情況下均可觀測到IGBT關斷時的電壓峰值以及隨后的電容器的充電過程。當所加的直流電壓值為770V,VCE減小到VCE,sat水平,如圖4(a)所示。
  由于短路開通過程中,VCE大大降低,傳統的VCE去飽和法觀測就會顯得太慢。在短路剛開始,甚至在圖5所示的6μs時,若只依靠VCE電壓波形將判斷不出是短路開通還是正常導通。VCE特測法只有到了t=15.5μs后才能探測到短路發生,如圖5所示。因此,必須考慮使用更快的檢測方法。
2.5kV測試電壓下壓焊式器件SC1的測試圖,VGE,ext≈13V 
圖5  2.5kV測試電壓下壓焊式器件SC1的測試圖,VGE,ext≈13V
  如果附加測試集電極電流iC,則在t=11.5μs后就可以檢測到短路現象,如圖5中虛線所示。此時iC> Iload+IRRM。在短路模式SC1中,圖5說明了柵極電壓檢測的原理。和雙脈沖下普通開關比較,米勒電容平臺是不存在的。在開通后某個特殊時刻(圖5中虛線所示的柵極電壓檢測線),將柵極電壓與參考值相比,這個參考值剛剛高過米勒平臺時對應的柵電壓VGE。如果測試柵壓VGE高于參考值,就可以在VCE上升之前檢測到SC1。之后,就可以用一個較大的電阻來關斷IGBT(軟關斷)。
  在短路開通的6μs和VCE去飽和的15μs之間(參見圖5),帶有緩沖結構的IGBT在SC1短路條件下的功耗低于無緩沖結構的情況。這樣一來,短路耐受時間就可以超過通常參數表中給出的10μs。理想SC1短路下的能量存儲公式WSC=IC,sat*VDC*tSC,不再適用,需要考慮實際的電壓、電流波形。
 
  3.2 短路模式2
  與SC1相比,緩沖電路中短路模式2行為SC2不那么關鍵,參見圖6(a)、圖6(b)。相比有緩沖結構的來講,沒有緩沖結構的開通diC/dt更陡峭。diC/dt大就會導致去飽和進程加快,
dVCE/dt 更高。圖6(a)中反方向柵極電流(非飽和階段,藍線所示)是圖2(a)短路模式1的20多倍。7μs時,柵壓高達17V,對應的IGBT電流峰值達到440A。隨后的STO導致高達4.4kV
的過沖電壓。在緩沖電路圖6(b)中,SC2模式下的芯片更安全,VGE過沖電壓、負向柵極電流和電流的峰值均更小。采用緩沖電路,可以避免零流、高VCE過沖的STO機制。

無緩沖電路  有緩沖電路 
圖6  2.5kV單個芯片第二種短路特性(Lpar=9.5μH,Ls≈1.2μH):(a)無緩沖電路;(b)有緩沖電路
 
  4. 結論
  在抑制diC/dt的IGBT緩沖電路中,增大導通電感會嚴重的影響短路模式1和短路模式2的短路特性。短路模式SC1條件下,短路開通時IGBT兩端的電壓可能會降低到VCE,sat的水平,后果產生較高的dVCE/dt及米勒電容對柵極電壓更大的反饋。由于VCE在開通初期較小,傳統檢測很難辨別是普通開關還是短路失效模式。為此闡述了兩種備案:集電極電流波形法和柵極電壓波形法。此外,緩沖電感對SC1有負作用,而對SC2有積極的影響,在這種情況下,VCE的去飽和特性和可能存在的STO機制得到了抑制。
 

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